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    本發明提供之直接轉換接收器包含混波器、量測模組及校正模組。當校正模組將混波器之開關工作週期調整為短於一標準週期，量測模組測得之二階失真量為第一二階失真量。當校正模組將混波器之開關工作週期調整為長於一標準週期，量測模組測得之二階失真量為第二二階失真量。校正模組根據該等失真量決定提供至混波器之校正信號，使混波器具有一校正後工作週期。
    公开号:TW201306498A
    申请号:TW100126440
    申请日:2011-07-26
    公开日:2013-02-01
    发明作者:Yi-Ching Chen；Shih-Chieh Yen
    申请人:Mstar Semiconductor Inc；
    IPC主号:H04B15-00
    专利说明:
    直接轉換接收器及其校正方法
    本發明係與無線通訊技術相關，並且尤其與降低通訊系統中之二階交互調變失真的技術相關。
    目前射頻通訊系統的發展趨勢之一是希望將電路簡化，以縮小晶片尺寸並節省硬體成本。直接轉換(direct-conversion)接收器的架構較超外差式(superheterodyne)接收器單純許多，但先前受限於硬體技術，未被廣泛應用。近年來，隨著製程及電路技術的進步，能實際提供良好效能的直接轉換接收器逐漸成為可能，因此在通訊領域中日益受到重視。
    圖一所示者為典型的直接轉換接收器局部架構圖。初步濾波器11首先負責移除射頻信號中在目標頻帶之外的雜訊。低雜訊放大器12接著提供一特定增益，放大該射頻信號。隨後，該射頻信號會經混波器13、14解調，利用本地振盪信號LO產生基頻同相信號I和基頻正交信號Q。直接轉換接收器的缺點之一是，由於射頻信號經過一次混波即轉換為基頻信號，混波器13、14造成的直流偏移(DC offset)、閃變雜訊(flicker noise)和二階交互調變失真(second-order inter-modulation distortion，簡稱為IMD2)都會進入基頻信號頻段中，導致信號雜訊比下降。
    圖二係繪示混波器13之一階信號及二階信號的輸入/輸出功率關係圖範例。較上方的曲線為一階信號的輸入/輸出功率對應關係，較下方者則為二階信號的輸入/輸出功率對應關係。此二曲線之虛擬延長線的交點所對應之輸入功率一般稱為二階輸入截點(second-order input intercept point，簡稱為IIP2)。IIP2愈大，表示混波器所輸出的二階信號功率愈小，是較理想的狀況。
    圖三為混波器13之一輸入/輸出信號頻譜範例。進入混波器13之前，帶有實際資料的目標信號分布在中心頻率fLO的兩側，以斜線區塊表示。如圖三所示，中心頻率fLO鄰近有兩個干擾信號分別出現在頻率為fLO+f1及fLO+f2的位置。如果頻率f1及f2差異不大，由於混波器13必然存在的二階非線性特性，經過混波器13之後，這兩個干擾信號所造成的IMD2(頻率為f1-f2與f2-f1)就會落在直流頻段附近，顯然會對資料信號造成負面影響。更糟的是，後續的基頻信號處理程序並無法濾除IMD2。此問題也同樣會發生在混波器14。
    IMD2的成因多樣。除了上述來自外部的雜訊干擾，射頻信號本身的二次諧波和混波器13、14中的元件不匹配也是造成IMD2的原因。承上所述，如果IIP2愈大，圖三中IMD2的能量就會愈低。因此，許多直接轉換接收器的電路規格對於IIP2的最小值都訂有嚴格限制。IIP2特性亦為評估直接轉換接收器性能的重要指標。如何降低直接轉換接收器中的IMD2以相對提高IIP2是不可忽視的議題。
    目前被廣泛採用的寬頻分碼多工存取(Wideband Code Division Multiple Access，簡稱為WCDMA)通訊裝置對於IIP2的要求尤其嚴格，因為其中的傳送電路和接收電路彼此相鄰且通常為同時運作，若接收電路的IIP2特性不夠好，傳送電路發送資料時所造成的干擾，就可能使接收電路無法順利接收外部資料。
    針對上述問題，本發明提出一種直接轉換接收器及其校正方法。利用開關式混波器之開關工作週期(switch duty cycle)與IMD2能量間的特定相對關係，毋須經過大量測試，根據本發明之接收器及校正方法即可快速校正開關式混波器的開關工作週期，有效降低直接轉換接收器中的IMD2。
    根據本發明之一具體實施例為一直接轉換接收器，其中包含開關式混波器、量測模組及校正模組。當校正模組將開關式混波器之開關工作週期調整為短於一標準週期，量測模組測得之二階失真量為第一二階失真量。當校正模組將開關式混波器之開關工作週期調整為長於一標準週期，量測模組測得之二階失真量為第二二階失真量。校正模組根據該等失真量決定提供至開關式混波器之校正信號，使開關式混波器具有一校正後工作週期。
    根據本發明之另一具體實施例亦為一直接轉換接收器，其中包含同相開關式混波器、正交開關式混波器、量測模組及校正模組。該同相開關式混波器係對應於一同相路徑且具有一同相開關工作週期，並係用以將一射頻信號轉換為一同相基頻信號。該正交開關式混波器係對應於一正交路徑且具有一正交開關工作週期，並係用以將該射頻信號轉換為一正交基頻信號。該量測模組係用以量測該同相路徑中之一同相二階失真量及該正交路徑中之一正交二階失真量。該校正模組係用以調整該同相開關工作週期或該正交開關工作週期。當該校正模組係用以調整該同相開關工作週期時，該正交開關工作週期為一固定週期。當該校正模組將該同相開關工作週期調整為短於一標準週期，該量測模組測得一第一同相二階失真量及一第一正交二階失真量。當該校正模組將該同相開關工作週期調整為長於一標準週期，該量測模組測得一第二同相二階失真量及一第二正交二階失真量。該校正模組根據該等失真量決定將提供至該同相開關式混波器之一校正信號，使該同相開關工作週期為一校正後工作週期。
    根據本發明之另一具體實施例為一種適用於直接轉換接收器的校正方法。該直接轉換接收器包含具有一開關工作週期之一開關式混波器。於該校正方法中，該開關工作週期首先被調整為短於一標準週期，此時測得該直接轉換接收器中之一二階失真量為一第一二階失真量。接著，該開關工作週期被調整為長於該標準週期，並測得該二階失真量為一第二二階失真量。提供至該開關式混波器之一校正信號係根據該第一二階失真量及該第二二階失真量所決定，藉此使該開關式混波器具有一校正後工作週期。
    根據本發明之另一具體實施例亦為適用於一直接轉換接收器的校正方法。該直接轉換接收器包含一同相開關式混波器及一正交開關式混波器。該同相開關式混波器係對應於一同相路徑且具有一同相開關工作週期。該正交開關式混波器係對應於一正交路徑且具有一正交開關工作週期。於該校正方法中，該正交開關工作週期首先被設定為一固定週期。在該同相開關工作週期被調整為短於標準週期後，測得該同相路徑中之同相二階失真量為第一同相二階失真量，且該正交路徑中之正交二階失真量為第一正交二階失真量。隨後，在該同相開關工作週期被調整為長於標準週期後，測得該同相路徑中之同相二階失真量為第二同相二階失真量，且該正交路徑中之正交二階失真量為第二正交二階失真量。提供至該同相開關式混波器之一校正信號係根據該等失真量所決定，藉此使該同相開關式混波器具有一校正後工作週期。
    關於本發明的優點與精神可以藉由以下發明詳述及所附圖式得到進一步的瞭解。
    根據本發明之一具體實施例為一直接轉換接收器。舉例而言，該直接轉換接收器可被整合在採用WCDMA規格之無線通訊裝置的射頻電路內。如圖四所示，本實施例中的直接轉換接收器40包含開關式混波器42、量測模組44及校正模組46。為明確呈現本發明的技術重點，直接轉換接收器40中的其他硬體如後續之基頻電路未繪示於圖中。
    圖五為開關式混波器42之一詳細實施範例。此範例中的開關式混波器42主要包含金氧半場效電晶體M1~M4，並係利用本地振盪信號LO將差動射頻信號RF(RF+/RF-)轉換為差動基頻信號BF。以下說明將以本地振盪信號LO為標準工作週期等於50%的方波信號為例，但不以此為限。
    量測模組44係用以量測直接轉換接收器40中的IMD2量，例如量測開關式混波器42輸出之基頻信號BF+/BF-中的IMD2量。理想上，當提供至電晶體M1~M4的本地振盪信號LO+/LO-之工作週期皆為50%時，量測模組44的量測結果應大致為零。然而實際上，即使上述工作週期皆為50%，開關式混波器42中的元件不匹配等非理想因素通常也會導致量測模組44所測得的IMD2量不為零。開關式混波器42中的差動電路愈不對稱，量測模組44所測得的IMD2量就愈大。
    為了補償電路中的不匹配因素以消除IMD2，在本實施例中，電晶體M1、M4的開關工作週期(switch duty cycle)被設計為可調整的，並係由校正模組46控制。實際上，電晶體M1~M4各自的開關工作週期即為其閘極所接收之本地振盪信號LO+/LO-的工作週期。由於本地振盪信號LO+並非理想方波，必然存在一定的高低電位轉換時間，提高本地振盪信號LO+的直流準位會使波形中之高準位區段增加、低準位區段減少，等同於增加電晶體M1、M4為開啟的時間。因此，校正模組46可藉由改變本地振盪信號LO+之直流準位而調整電晶體M1、M4的開關工作週期。
    於此實施例中，提供至電晶體M2、M3的本地振盪信號LO-之直流準位被設為固定不變，使本地振盪信號LO-之工作週期為50%。另一方面，提供至電晶體M1、M4的本地振盪信號LO+之直流準位(以下簡稱VDC1和VDC4)則被設計為可個別調整。舉例而言，本地振盪信號LO-之直流準位可被固定為電壓VCM，而VDC1和VDC4被設計為可各自在電壓範圍VCM±VD間變動。
    如先前所述，開關式混波器42中的差動電路愈不對稱，量測模組44所測得的IMD2量就愈大。在不考慮其他不匹配因素的情況下，兩電壓VDC1和VDC4的差異愈大，IMD2量也會愈大。易言之，上述電壓差異與開關式混波器42輸出端的IMD2量成正比。
    假設VDC1和VDC4被設計為可各自在電壓範圍VCM±VD間變動，VDC1和VDC4的差異會落在+2VD和-2VD之間。以VD等於15mV的情況為例，若以10mV為間隔，以模擬或實驗逐一量測VDC1和VDC4之差異由-30mV變化至+30mV時所對應的IMD2能量，會得到類似於V形的關係曲線，圖六(A)~圖六(C)為其範例。須說明的是，隨著電壓差異由-2VD變化至+2VD，含正負號的IMD2大小係對應於線段A’B，但由於量測模組44只能測得取絕對值後的IMD2能量，因此其實際量測結果係由線段AO和線段OB組成；線段AO可被視為線段A’O對稱於圖中橫軸的鏡像。
    圖六(A)所示者為不存在其他不匹配因素時所得的量測結果，線段AO和線段OB的交點O會出現在電壓差異大致為零的位置。相對地，圖六(B)所示者則為存在其他不匹配因素時可能得到的量測結果，線段AO和線段OB的交點O通常不會出現在電壓差異為零的位置。於實際應用中，受到量測儀器之精確度的限制，量測模組44所測得的相對關係圖會較類似於如圖六(C)所示者，無法直接辨識交點O。
    根據本發明之校正模組46係利用上述相對關係決定將提供至開關式混波器42的校正信號。首先，校正模組46可將VDC1設為VCM-VD，並將VDC4設為VCM+VD，使兩電壓存在-2VD的差異。此設定係使電晶體M1的開關工作週期減少為短於50%，並使電晶體M4的開關工作週期增加為長於50%。此時量測模組44測得的IMD2能量為第一二階失真量。以圖六(B)所示者為例，該第一二階失真量即對應於端點A。
    隨後，校正模組46可將VDC1設為VCM+VD，並將VDC4設為VCM-VD，使兩電壓存在+2VD的差異。此設定係使電晶體M1的開關工作週期增加為長於50%，並使電晶體M4的開關工作週期減少為短於50%。此時量測模組44測得的IMD2能量為第二二階失真量。以圖六(B)所示者為例，該第二二階失真量即對應於端點B。
    由於線段AO為線段A’O對稱於橫軸之鏡像的特性，無論是否考慮其他不匹配因素，線段AO和線段OB的斜率絕對值會相等。因此，只要如圖六(D)所示，找到端點A和端點B，校正模組46即可推估交點O的位置，不需如圖六(A)~圖六(C)所示，量測-2VD和+2VD間的多個電壓差異各自對應之IMD2能量。舉例而言，校正模組46可根據第一二階失真量所對應的端點A判斷端點A’的位置，再以內插法找出A’B線段與圖中橫軸(失真量為零)的交點O。交點O的橫座標也就是能使開關式混波器42得到最佳補償的電壓差異值。隨後，校正模組46即可以此電壓差異決定提供至開關式混波器42的校正信號，將VDC1、VDC4調整具有上述電壓差異，使開關式混波器42具有對應於低IMD2能量的校正後工作週期。
    於其他實施例中，校正模組46不一定要採用VDC1和VDC4之電壓差異為+2VD和-2VD的情況為測試點。舉例而言，校正模組46也可以選擇+VD和-VD做為測試點。只要測試時校正模組46令調整後的開關工作週期與標準週期足夠大(例如被設計為必存在大於一門檻值的差異)，即可避開圖六(C)中曲線底部無法有效辨識的區段。選擇+2VD和-2VD做為測試點的好處在於，這兩點對應的IMD2能量通常相對較高，易於量測，亦可減少雜訊造成的誤差。
    於其他實施例中，校正模組46亦可將提供至電晶體M1、M4的本地振盪信號LO+之直流準位被設為固定不變，並令提供至電晶體M2、M3的本地振盪信號LO-之直流準位(簡稱VDC2和VDC3)為可個別調整。藉由調整VDC2和VDC3間的電壓差異亦可達到上述效果。此外，校正模組46亦可只調整單一個電晶體(例如電晶體M1)的開關工作週期來達成造成電壓差異的效果。
    綜上所述，直接轉換接收器40只要找出兩個合適的測試點，就可利用開關式混波器42之開關工作週期與IMD2能量間的特定相對關係，快速推算交點O，使接收器中的IMD2被有效降低，毋須經過大量測試。
    根據本發明之另一具體實施例為包含兩個混波器的直接轉換接收器。如圖七所示，本實施例中的直接轉換接收器70包含同相開關式混波器72、正交開關式混波器73、量測模組74、本地振盪器75及校正模組76。為明確呈現本發明的技術重點，直接轉換接收器70中的其他硬體如後續之基頻電路未繪示於圖中。
    同相開關式混波器72係對應於一同相路徑並係用以將射頻信號RF轉換為同相基頻信號I。正交開關式混波器73係對應於一正交路徑並係用以將射頻信號RF轉換為正交基頻信號Q。振盪模組75負責提供同相開關式混波器72、正交開關式混波器73所需之本地振盪信號LO。如圖七所示，量測模組74係用以分別量測同相路徑及正交路徑中的IMD2能量。
    先前所述應用於開關式混波器42的校正方式亦適用於同相開關式混波器72及正交開關式混波器73。易言之，校正模組76可運用前述方式，根據量測模組74的量測結果分別校正同相開關式混波器72與正交開關式混波器73。
    實際上，由於同相路徑和正交路徑會相互影響，校正模組76亦可將兩混波器的交互影響納入考量。於此實施例中，校正模組76首先將正交開關式混波器73的開關工作週期設為固定值(例如令提供至正交開關式混波器73的本地振盪信號LO+/LO-之直流準位皆為VCM)，僅調整同相開關式混波器72的開關工作週期。舉例而言，校正模組76可控制振盪模組75，藉由改變提供至同相開關式混波器72之本地振盪信號LO+/LO-的直流準位來調整該同相開關工作週期，但不以此為限。
    當校正模組76將該同相開關工作週期調整為短於一標準週期，除了同相路徑的IMD2能量之外，量測模組74亦量測正交路徑的IMD2能量，得到第一同相二階失真量及第一正交二階失真量。當校正模組76將該同相開關工作週期調整為長於一標準週期，量測模組74同樣分別量測兩路徑的IMD2能量，得到一第二同相二階失真量及一第二正交二階失真量。
    圖八為上述量測結果之一範例。圖中的A、B、C、D四點分別對應於第一同相二階失真量、第二同相二階失真量、第一正交二階失真量及第二正交二階失真量。運用先前所介紹的方法，校正模組76可根據A、B兩點可找出交點X，並根據C、D兩點可找出交點Y。第一同相二階失真量(A)及第二同相二階失真量(B)係對應於一同相失真量變化率；第一正交二階失真量(C)及該第二正交二階失真量(D)則係對應於一正交失真量變化率。比較線段XB和線段YD的斜率，可看出調整同相開關工作週期時，同相路徑中的IMD2能量變化率較大。須說明的是，實際應用中也存在線段YD之斜率大於線段XB之斜率的可能性。
    於此實施例中，校正模組76係由同相失真量變化率及正交失真量變化率中選出一較大者，並根據對應於該較大變化率之該等失真量，決定大致對應於一零失真量之校正信號。以圖八的情況為例，校正模組76可選擇對應於較大變化率的第一同相二階失真量(A)及第二同相二階失真量(B)來決定校正信號。易言之，校正模組76可選擇交點X的橫座標做為補償同相開關式混波器72的電壓差異值，據此校正提供至同相開關式混波器72的本地振盪信號之直流準位，使同相開關工作週期72具有對應於低IMD2能量的校正後工作週期。
    接著，校正模組76可將同相開關式混波器72的開關工作週期設為該校正後工作週期，開始調整正交開關式混波器73的開關工作週期。舉例而言，校正模組76可控制振盪模組75，藉由改變提供至正交開關式混波器73之本地振盪信號LO+/LO-信號的直流準位來調整該同相開關工作週期，但不以此為限。
    當校正模組76將該正交開關工作週期調整為短於一標準週期，量測模組74測得一第三同相二階失真量及一第三正交二階失真量。當校正模組76將該正交開關工作週期調整為長於該標準週期，量測模組74測得一第四同相二階失真量及一第四正交二階失真量。隨後，利用圖八相關說明所介紹的選擇機制，校正模組76可根據該等失真量決定將提供至正交開關式混波器73之另一校正信號，使該正交開關工作週期為另一校正後工作週期。
    綜上所述，此實施例中的校正模組76係首先校正同相開關式混波器72，再校正正交開關式混波器73，以分別得出適用於兩個混波器的校正信號。於另一實施例中，校正模組76可繼續將正交開關式混波器73的開關工作週期設定為上述校正後工作週期，並再次校正同相開關式混波器72。如此反復疊代校正，可逐步找出使同相路徑和正交路徑中之IMD2能量最小的一組校正信號。實務上，校正模組76可被設計為依照量測模組74的量測結果，決定要在重複幾次上述程序之後停止尋找較佳校正信號的測試，例如在所有量測結果皆小於一特定值後停止測試。
    如同先前針對開關式混波器42之校正方式的敘述，在測試過程中，若校正模組76將同相/正交開關工作週期調整為短於或長於標準週期時，令同相/正交開關工作週期與該標準週期間存在大於一門檻值之差異，將有助於提升量測的準確度和便利性。
    請參閱圖九，圖九為直接轉換接收器70之一詳細實施範例。如圖九所示，直接轉換接收器70可進一步包含低雜訊放大器71A、低雜訊放大器負載71B、類比數位轉換器(Analog-to-Digital Converter，簡稱為ADC)77、79、濾波器78、80、干擾產生模組81以及背景校正模組82。
    類比數位轉換器77為一同相類比數位轉換器，其係用以將同相基頻信號I轉換為一同相數位信號。類比數位轉換器79為一正交類比數位轉換器，其係用以將正交基頻信號Q轉換為一正交數位信號。濾波器78、80負責濾除該等數位信號中的雜訊。於此範例中，量測模組74係量測濾波器78、80的數位輸出信號，以判斷兩路徑中的IMD2能量。干擾產生模組81則係用以在校正過程中提供一單音干擾信號或一雙音干擾信號，模擬外部環境可能存在的干擾。於此範例中，干擾信號係提供至低雜訊放大器負載71B，由此進入同相開關式混波器72、正交開關式混波器73的輸入端。
    背景校正模組82負責在校正模組76校正同相開關式混波器72、正交開關式混波器73之前進行一背景校正程序，預先消除同相路徑和正交路徑中的直流偏移(DC offset)。於此實施例中，在未輸入射頻信號或前述模擬干擾信號的情況下，背景校正模組82控制振盪模組75將本地振盪信號LO分別提供至同相開關式混波器72及正交開關式混波器73，並偵測兩混波器之輸出端的直流能量。根據其偵測結果，背景校正模組82分別調整同相路徑和正交路徑的直流準位，使兩路徑的直流能量大致為零。藉此，一部分的不匹配因素可在校正模組76開始校正兩混波器之前被補償，縮小校正模組76需測試的校正範圍。
    須說明的是，雖圖七和圖九中並未標示，但實際上射頻信號RF、同相信號I、正交信號Q以及本地振盪信號LO等信號皆可為差動信號。
    圖十為用以產生本地振盪信號之直流準位的範例電路。圖中的金氧半電晶體M5被設計為與混波器中的電晶體(例如電晶體M1~M4)相同，且在實體配置上彼此相鄰。受到運算放大器90的限制，電晶體M5的汲極電壓會與電阻串RS最上端的參考電壓VREF大致相同。若混波器中的電晶體之門檻電壓隨著溫度的升降有所改變，電晶體M5的門檻電壓也會出現大致相同的變化，同時令參考電壓VREF隨之調整，連帶影響利用電阻串RS產生的電壓VDC1~VDC4。這樣的連動變化關係等同於是會隨溫度變化相對應地調整各個本地振盪信號之直流準位，抵銷混波器中的電晶體之門檻電壓變化對其開關工作週期造成的影響。
    易言之，只要令用以產生本地振盪信號之直流準位的參考電壓相對於溫度之變化率，大致等於該同相開關式混波器中一電晶體門檻電壓相對於溫度之變化率，即可達成抵銷溫度變異影響的效果。圖十中的電壓VDC1~VDC4可各自對應圖五中電晶體M1~M4所接收的本地振盪信號之直流準位。圖中標號為92的方塊代表R-2R電阻電路，可受校正模組46、或校正模組76的控制，依需要調整電壓VDC1~VDC4的大小。
    根據本發明之另一具體實施例為一種適用於直接轉換接收器的校正方法，圖十一為其流程圖。本方法可實現於如圖四所示之直接轉換接收器40中，但不以此為限。該直接轉換接收器包含一開關式混波器。於該校正方法中，步驟S110首先被執行，將該開關式混波器之一開關工作週期調整為短於一標準週期，並測量此時該直接轉換接收器中之IMD2能量，做為第一二階失真量。接著，在步驟S111中，該開關工作週期被調整為長於該標準週期，並測得另一IMD2能量做為第二二階失真量。在步驟S112中，提供至該開關式混波器之一校正信號，係根據該第一二階失真量及該第二二階失真量所決定，藉此使該開關式混波器具有一校正後工作週期。
    本發明之另一具體實施例亦為適用於一直接轉換接收器的校正方法，圖十二為其流程圖。本校正方法所適用的直接轉換接收器包含一同相開關式混波器及一正交開關式混波器。該同相開關式混波器係對應於一同相路徑，而該正交開關式混波器係對應於一正交路徑。
    步驟S120~S123主要與該同相開關式混波器的校正程序相關。首先，在步驟S120中，正交開關式混波器的正交開關工作週期被設定為一固定週期。步驟S121為將同相開關式混波器的同相開關工作週期調整為短於一標準週期，並量測同相路徑中之IMD2能量及正交路徑中之IMD2能量，以產生第一同相二階失真量及第一正交二階失真量。步驟S122為將同相開關式混波器的同相開關工作週期調整為長於該標準週期，並量測同相路徑中之IMD2能量及正交路徑中之IMD2能量，以產生第二同相二階失真量及第二正交二階失真量。接著，步驟S123為根據前兩個步驟中得到的四個失真量，決定將提供至該同相開關式混波器之校正信號，使該同相開關工作週期為一校正後工作週期。
    隨後的步驟S124~S127主要與該正交開關式混波器的校正程序相關。步驟S124為將同相開關式混波器的同相開關工作週期固定為步驟S123中產生的校正後工作週期。步驟S125為將正交開關式混波器的正交開關工作週期調整為短於該標準週期，並量測同相路徑中之IMD2能量及正交路徑中之IMD2能量，以產生第三同相二階失真量及第三正交二階失真量。步驟S126為將正交開關式混波器的正交開關工作週期調整為長於該標準週期，並量測同相路徑中之IMD2能量及正交路徑中之IMD2能量，以產生第四同相二階失真量及第四正交二階失真量。步驟S127則是根據前兩個步驟中得到的四個失真量，決定將提供至該正交開關式混波器之校正信號，使該正交開關工作週期為另一校正後工作週期。
    圖十二所示之校正方法可實現於如圖七所示之直接轉換接收器70中，但不以此為限。前述各種適用於直接轉換接收器70的實施細節，例如事先進行背景校正，或反復疊代校正兩混波器等程序，亦可結合在圖十二所示之校正方法中，此處不再贅述。須說明的是，在實際應用中，針對正交開關式混波器的校正程序也可以在針對同相開關式混波器的校正程序之前實施，不以圖十二所示之順序為限。
    如上所述，本發明之接收器及校正方法係利用開關式混波器之開關工作週期與IMD2能量間的特定相對關係，毋須經過大量測試，即可快速校正開關式混波器的開關工作週期，並有效降低直接轉換接收器中的IMD2能量，十分適用於如WCDMA通訊裝置等採用直接轉換接收器的系統。
    藉由以上較佳具體實施例之詳述，係希望能更加清楚描述本發明之特徵與精神，而並非以上述所揭露的較佳具體實施例來對本發明之範疇加以限制。相反地，其目的是希望能涵蓋各種改變及具相等性的安排於本發明所欲申請之專利範圍的範疇內。
    11．．．初步濾波器
    12．．．低雜訊放大器
    13、14．．．混波器
    40、70．．．直接轉換接收器
    42．．．開關式混波器
    44．．．量測模組
    46、76．．．校正模組
    M1~M5．．．電晶體
    71A．．．低雜訊放大器
    71B．．．低雜訊放大器負載
    72．．．同相開關式混波器
    73．．．正交開關式混波器
    74．．．量測模組
    75．．．本地振盪器
    77、79．．．類比數位轉換器
    78、80．．．濾波器
    81．．．干擾產生模組
    82．．．背景校正模組
    90．．．運算放大器
    92．．．R-2R電阻電路
    圖一為典型的直接轉換接收器局部架構圖。
    圖二為混波器之一階信號及二階信號的輸入/輸出功率關係圖範例。
    圖三為混波器之一輸入/輸出信號頻譜範例。
    圖四為根據本發明之一具體實施例中的直接轉換接收器之局部方塊圖。
    圖五為開關式混波器之一詳細實施範例。
    圖六(A)~圖六(D)為兩電壓VDC1和VDC4之差異與IMD2能量的相對關係範例。
    圖七為根據本發明之另一具體實施例中的直接轉換接收器之局部方塊圖。
    圖八為電壓差異與同相/正交IMD2能量的相對關係範例。
    圖九為根據本發明之直接轉換接收器的一種詳細實施範例。
    圖十為用以產生本地振盪信號之直流準位的範例電路。
    圖十一為根據本發明之一具體實施例中的校正方法流程圖。
    圖十二為根據本發明之另一具體實施例中的校正方法流程圖。
    70．．．直接轉換接收器
    72．．．同相開關式混波器
    73．．．正交開關式混波器
    74．．．量測模組
    75．．．本地振盪器
    76．．．校正模組
    权利要求:
    Claims (20)
    [1] 一種直接轉換接收器，包含：一開關式混波器，用以將一射頻信號轉換為一基頻信號；一量測模組，用以量測一二階失真量；以及一校正模組，用以調整該開關式混波器中之一開關工作週期，其中當該校正模組將該開關工作週期調整為短於一標準週期，該量測模組測得一第一二階失真量；當該校正模組將該開關工作週期調整為長於該標準週期，該量測模組測得一第二二階失真量；該校正模組根據該第一二階失真量及該第二二階失真量決定提供至該開關式混波器之一校正信號，使該開關式混波器具有一校正後工作週期。
    [2] 如申請專利範圍第1項所述之直接轉換接收器，其中該校正模組係藉由改變提供至該開關式混波器之一本地振盪信號之一直流準位來調整該開關工作週期，且該校正信號係用以將該直流準位調整為一校正後直流準位，使該開關式混波器具有該校正後工作週期。
    [3] 如申請專利範圍第1項所述之直接轉換接收器，其中該校正模組係利用內插法根據該第一二階失真量及該第二二階失真量決定對應於一零失真量之該校正信號。
    [4] 如申請專利範圍第1項所述之直接轉換接收器，其中當該校正模組將該開關工作週期調整為短於或長於該標準週期時，該開關工作週期與該標準週期間存在大於一門檻值之差異。
    [5] 一種直接轉換接收器，包含：一同相開關式混波器，位於一同相路徑且具有一同相開關工作週期，用以將一射頻信號轉換為一同相基頻信號；一正交開關式混波器，位於一正交路徑且具有一正交開關工作週期，用以將該射頻信號轉換為一正交基頻信號；一量測模組，用以量測該同相路徑中之一同相二階失真量及該正交路徑中之一正交二階失真量；以及一校正模組，用以調整該同相開關工作週期及該正交開關工作週期，其中當該校正模組調整該同相開關工作週期時，該正交開關工作週期為一固定週期；當該校正模組將該同相開關工作週期調整為短於一標準週期，該量測模組測得一第一同相二階失真量及一第一正交二階失真量；當該校正模組將該同相開關工作週期調整為長於該標準週期，該量測模組測得一第二同相二階失真量及一第二正交二階失真量；該校正模組根據該等失真量提供一校正信號至該同相開關式混波器，使該同相開關工作週期為一校正後工作週期。
    [6] 如申請專利範圍第5項所述之直接轉換接收器，其中該校正模組係藉由改變提供至該同相開關式混波器之一本地振盪信號之一直流準位來調整該同相開關工作週期，且該校正信號係用以將該直流準位調整為一校正後直流準位，使該同相開關式混波器具有該校正後工作週期。
    [7] 如申請專利範圍第6項所述之直接轉換接收器，其中用以產生該直流準位之一參考電壓相對於溫度之變化率等於該同相開關式混波器中一電晶體門檻電壓相對於溫度之變化率。
    [8] 如申請專利範圍第5項所述之直接轉換接收器，其中當該校正模組將該同相開關工作週期調整為短於或長於該標準週期，該同相開關工作週期與該標準週期間存在大於一門檻值之差異。
    [9] 如申請專利範圍第5項所述之直接轉換接收器，其中該第一同相二階失真量及該第二同相二階失真量係對應於一同相失真量變化率，該第一正交二階失真量及該第二正交二階失真量係對應於一正交失真量變化率，該校正模組由該同相失真量變化率及該正交失真量變化率中選出一較大變化率，並根據對應於該較大變化率之該等失真量決定對應於一零失真量之該校正信號。
    [10] 如申請專利範圍第5項所述之直接轉換接收器，其中當該校正模組係用以調整該正交開關工作週期時，該同相開關工作週期為該校正後工作週期；當該校正模組將該正交開關工作週期調整為短於該標準週期，該量測模組測得一第三同相二階失真量及一第三正交二階失真量；當該校正模組將該正交開關工作週期調整為長於該標準週期，該量測模組測得一第四同相二階失真量及一第四正交二階失真量，而該校正模組根據該等失真量決定將提供至該正交開關式混波器之另一校正信號，使該正交開關工作週期為另一校正後工作週期。
    [11] 如申請專利範圍第5項所述之直接轉換接收器，進一步包含：一同相類比數位轉換器，用以將該同相基頻信號轉換為一同相數位信號；以及一正交類比數位轉換器，用以將該正交基頻信號轉換為一正交數位信號，其中該量測模組係根據該同相數位信號決定該同相二階失真量，並係根據該正交數位信號決定該正交二階失真量。
    [12] 如申請專利範圍第5項所述之直接轉換接收器，進一步包含：一干擾產生模組，用以於該等開關式混波器之輸入端產生一單音干擾信號或一雙音干擾信號。
    [13] 如申請專利範圍第5項所述之直接轉換接收器，進一步包含：一振盪模組，用以提供該同相開關式混波器一本地振盪信號；以及一背景校正模組，用以於該校正模組校正該等開關式混波器之前控制該振盪模組將該本地振盪信號提供至該同相開關式混波器，並調整該同相路徑之一直流準位，使該同相路徑之一直流能量為零。
    [14] 一種適用於一直接轉換接收器的校正方法，該直接轉換接收器包含具有一開關工作週期之一開關式混波器，該校正方法包含：將該開關工作週期調整為短於一標準週期，並量測該直接轉換接收器中之一二階失真量，以產生一第一二階失真量；將該開關工作週期調整為長於該標準週期，並量測該二階失真量，以產生一第二二階失真量；以及根據該第一二階失真量及該第二二階失真量決定提供至該開關式混波器之一校正信號，使該開關式混波器具有一校正後工作週期。
    [15] 一種適用於一直接轉換接收器的校正方法，該直接轉換接收器包含一同相開關式混波器及一正交開關式混波器，該同相開關式混波器係對應於一同相路徑且具有一同相開關工作週期，該正交開關式混波器係對應於一正交路徑且具有一正交開關工作週期，該校正方法包含：(a)設定該正交開關工作週期為一固定週期；(b)將該同相開關工作週期調整為短於一標準週期，並量測該同相路徑中之一同相二階失真量及該正交路徑中之一正交二階失真量，以產生一第一同相二階失真量及一第一正交二階失真量；(c)將該同相開關工作週期調整為長於該標準週期，並量測該同相二階失真量及該正交二階失真量，以產生一第二同相二階失真量及一第二正交二階失真量；以及(d)根據該第一同相二階失真量、該第一正交二階失真量、該第二同相二階失真量及該第二正交二階失真量決定將提供至該同相開關式混波器之一校正信號，使該同相開關工作週期為一校正後工作週期。
    [16] 如申請專利範圍第15項所述之校正方法，其中步驟(b)及步驟(c)係藉由改變提供至該同相開關式混波器之一本地振盪信號之一直流準位來調整該同相開關工作週期，且步驟(d)中產生之該校正信號係用以將該直流準位調整為一校正後直流準位，使該同相開關式混波器具有該校正後工作週期。
    [17] 如申請專利範圍第15項所述之校正方法，其中步驟(b)及步驟(c)分別將該同相開關工作週期調整為與該標準週期存在大於一門檻值之差異。
    [18] 如申請專利範圍第15項所述之校正方法，其中步驟(d)包含：判斷該第一同相二階失真量及該第二同相二階失真量所對應之一同相失真量變化率；判斷該第一正交二階失真量及該第二正交二階失真量所對應之一正交失真量變化率；以及由該同相失真量變化率及該正交失真量變化率中選出一較大變化率，並根據對應於該較大變化率之該等失真量決定對應於一零失真量之該校正信號。
    [19] 如申請專利範圍第15項所述之校正方法，進一步包含：將該同相開關工作週期設定為該校正後工作週期；將該正交開關工作週期調整為短於該標準週期，並量測該同相二階失真量及該正交二階失真量，以產生一第三同相二階失真量及一第三正交二階失真量；將該正交開關工作週期調整為長於該標準週期，並量測該同相二階失真量及該正交二階失真量，以產生一第四同相二階失真量及一第四正交二階失真量；以及根據該第三同相二階失真量、該第三正交二階失真量、該第四同相二階失真量及該第四正交二階失真量決定將提供至該正交開關式混波器之另一校正信號，使該正交開關式混波器具有另一校正後工作週期。
    [20] 如申請專利範圍第15項所述之校正方法，其中步驟(b)及步驟(c)被執行時，一單音干擾信號或一雙音干擾信號被提供至該等開關式混波器之輸入端。
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